Hartmut Gemmeke Forschungszentrum Karlsruhe, IPE [email protected] Tel.: 07247-82-5635
Einführung in die Elektronik für Physiker
10. Anwendung der Transistorschaltungen
Verstärker mit Emitterfolgerausgang Spannungsstabilisiertes Netzgerät Temperaturkompensation des Arbeitspunktes Rückkopplung: RC-Oszilator, Kippschaltungen Darlingtonschaltung, A-, B- und AB-Endstufen Konstantstromquelle - Stromspiegel Bandbreitenbegrenzung der Emitter- und Basis-Schaltung (Millereffekt) Kaskodeschaltung
Aufgabe: Verstärker mit Ausgang, der 50 ! Kabel treiben kann 1. Strom-gegengekoppelte Emitterschaltung als Verstärker, wie diskutiert in 9.14 2. Gleichstromkopplung zwischen Verstärker und Emitterfolger-Endstufe
3.
4.
5.
6.
7.
8. Nun Vergleich mit einer SPICE-Analyse
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Verstärker mit Emitterfolgerausgang
!
rB2 =mUTIE
" # =40mV7,5mA
" 100 = 500$ (# =100)
!
Za2 =Za1+rB2
"2=17#, Za1 = RC
$ ser. Abschluss : Za2 +Ra = 50#
!
!
Ze2 = "2 # RE (Ra+Z0)( ) =100 # 300 83( ) = 6,5k$
!
Vu = "1,2k# Ze2220#
$Z0
Z0+Ra= "4,6 $ 0,6 % "2,8
!
ohne Emitterfolger :Vu = "1,2k# 50#
220#= "0,23
und kein serieller Abschluß $ Reflektionen!
Vu1 = "RCRE
# 5,4 Ze1 = $1 % RE1
Zwei RC-Hochpassfilter:
!1=1/(C1"Ze1||R1||R2) =(20nF"4,7k#)-1 und
!2=1/(C2"(Za2+Ra+RL) = (1!F"100#)-1
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Verstärker mit Emitterfolgerausgang (SPICE)
Zwei RC-Hochpassfilter:
$1=1/(2%C1"Ze1||R1||R2) =(2%"20nF"4,7k#)-1=1,7kHz und
$2=1/(2%C2"(Za2+Ra+RL) = (2%"1!F"100#)-1=1,6kHz, bzw. $=2.6kHz seriell beide Filter, siehe Vorl.14.14
Messgröße Näherung Spice vu1 -5,4 -5,2
vu1 mit RL50 " -0,23 -0,21
vu -2,8 -2.5
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Spannungsstabilisiertes Netzgerät mit Emitterfolger
!
Ue" =Ue0 # 2UD #
UBr2
aber auch Ue0 hängt von Ia ab
Ua =UZ #UBE = 6,8V #
0,6:
0,8
$
%
& & &
'
(
) ) ) * 6V
Für Emitterfolger gilt : Za =rBE +rz
+RL, Annahme + =100
sei Ia = 6 #12mA, IB = Ia /+
rBE =m,UTIB
- rBE *40 mV
0,06 bis 0,12 mA* 330 # 660. >> rz *12.
- Za = 3,4 # 6,7 . *m,UTIa
! (d.h. unabhängig von +)
/Ua(Ue) =rz
rz+R2, /Ue =
121,5k.
,/Ue=1
125, /Ue
Schalter zur Bestimmung von Za
Ue0
Ua
Verbessertes Glättungsverhalten nach Grätz-Gleichrichter durch linearen Längsregler und Zenerdiode als Referenz
Problem: kein hoher Wirkungsgrad (< 30%), insbesondere bei niedrigen Spannungen
-> geschaltete Spannungsversorgungen
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Spannungsstabilisiertes Netzgerät (SPICE)
!
Ue" =Ue0 # 2UD #
UBr2
,Ua $UZ # 0,7V
Za $ 3,4 bis 6,7 % $m&UTIa
! (d.h. unabhängigvon ')
(Ua(Ue) =rz
rz+R3& (Ue $
121,5k%
&(Ue=1
125& (Ue
Problem: kein hoher Wirkungsgrad, insbesondere bei niedrigen Spannungen
-> geschaltete Spannungsversorgungen
!
Ue"
!
Ua
!
"Ua
"Ue
#2,7318
#1118
!
Ue"
!
Ua
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Temperaturkompensation des Arbeitspunktes I • Problem: realer Transistor
– Ersatzschaltbild für die Basis-Emitter-Spannungsdrift – Z.B. Emitterschaltung mit vu = -150
• Lösung: Basis-Stromquelle zur Basisstromdefinition: z.B. großer Widerstand zur Definition des Arbeitspunktes: Wahl R = ß.RC, da IC # ß.IB wird $UBE nicht mehr verstärkt:
• Behebt Hauptquelle der Temperaturabhängigkeit, aber es bleibt: – (&ß/&T)/ß = 1%/K und – Exemplarstreuung von UBE
!
"UBE"#
$ 2 % 2,5mV /K
&"UC"#
= vu ' %2mVK
(
) *
+
, - =
300 mVK
!
.T = 20°/ 6V !!!
!
IB =U+"UBE
R# $IB = "$UBE /R
# "$UC = "%& $IB&RC = %& RC & $UBE /R = $UBE
U+
C
E
B
R RC
2 mV °K
B
!"
C
E
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Temperaturkompensation des Arbeitspunktes II Besser: Arbeitspunktstabilisierung durch Gleichstromgegenkopplung • Trick: nur für Wechselspannungen ! < !1 sehr niedrige Verstärkung
– wenig Offset- bzw. Gleichstromdrifts – Für Einzelpulse oder Wechselspannung über kapazitive
Brücke ! > !2 hohe Verstärkung (Ausschaltung der Gleich-stromgegenkopplung mit einem Kondensator)
!
RE " ZE = RE1
j#CE=
RE1+ j# RECE
unterhalb #1 =1
RECERE > ZE >
RE2: Vu$
% $RCRE
z.B.% 4
oberhalb # 2 >#1 : ZE =RE
1+ j# /#1
%RE
# /#1
, "=1/S" für# =# 2 = S& RE & #1
Vu~= $
RCZE
#>#2' ( ' ' ' $RCRE
= $S& RC
)Ua)*
= 42mVK
( mit U+ + 6V :)Ua)*
/Ua % 0,1%!!!
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Rückkopplung
• vu0 = Übertragungsfaktor (Leerlaufverstärkung) k = Rückkoppelfaktor vu0%k = Schleifenverstärkung
• Gegenkopplung ' vu0 % k < 0 ( gegenphasig • Anwendungen: Arbeitspunktstabilisierung
Stabilisierung des Übertragungsverhaltens (Temperatur-, Exemplarstreuung, ...) Verbesserung der Linearität, Bandbreite, ...
Erzeugung nichtlinearer Übertragungsfunktionen • Mitkopplung ' vu0 % k > 0 ( gleichphasig • Anwendungen: Beschleunigung von Schaltvorgängen
vu0 " k ) 1: Selbsterregung (Oszillator) k = k(!) mit k(!0) % vu=1 sonst < 1 selbsthaltende Schaltungen: Schmitt-Trigger, Spitzenwertgleichrichter
!
ua = vu0 " (ue + k " ua), ua = ue "vu0
1#k "vu0
• Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung • RC-Phasenschieber mit 180° Phasendrehung für:
für den Schwingfall muss vu= -29 bzw. k.vu =1 sein (über R4 einstellbar) • Für ! > !0 ist die Phasenverschiebung zu klein • Für ! < !0 ist die Verstärkung zu klein
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RC-Oszillator
!
ua = ue "vu0
1#k"vu0
C C C
C1R R
R3R1
R2R4
Uv
ua~ua0 sin(!0.t)u2
u1
!
R1 R2 rB " R und #$ =180° für :
% =%0 =1
6 RC siehe Vorl. 6.11
dann ist k(%0) =u2u1
= &1/29
k' vu > 0 wenn %0 >%2 = S /C1
vu"= &
('R4rB
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Kippschaltungen
• Def.: Kippschaltungen = digitale Schaltungen mit sprunghaftem Übertragungsverhalten, verursacht durch Rückkopplung.
• 2 stabile oder quasi-stabile Zustände
• Aufbau mit gesättigten Transistorschaltern
Kippschaltung Name Koppelglied 1 Koppelglied 2 Anwendung(a) Bistabil Flip-Flop R R Speicher(b) Monostabil Mono-Flop R C Impulserzeugung(c) Astabil Multivibrator C C Takterzeugung
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Bistabile Kippschaltung (RS-Flip-Flop) Symmetrischer Flip-Flop hat zwei
stabile Zustände (R2 >> R1) • Positiver Puls an S (set)
( Transistor 1 wird leitend mit großem Spannungsabfall an R1 und Q geht nach 0.
( T2 wird gesperrt, kein Strom fließt und Q geht nach 1 und T1 bleibt leitend bis ein Puls an R (reset) die Situation umkehrt.
• Die Eingangspulse müssen so lang sein, dass T1 sicher auf Q = 0 oder 1 über die involvierten Verzögerungs-Zeiten von T2 gehalten wird.
• Die Dioden trennen die Basis von T1,2 von den Eingängen S,R. Andernfalls würden T1 und T2 am Ende der Pulse gesperrt.
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Univibrator (Mono-Flop, one-shot) Monostabile Kippschaltung
2 Zustände: stabiler und quasistabiler Zustand
1. Ruhezustand: T2 wird über R2 in die Sättigung gezogen, ( großen Spannungsabfall an R4, Ua)0 und T1 ist gesperrt.
2. Ein kurzer positiver Puls an D macht T1 leitend und es entsteht ein negativer Puls, der über C an die Basis von T2 weitergegeben wird.
3. T2 wird gesperrt und Ua geht von 0 auf Uv und die Mitkopplung über R3 hält T1 im leitenden Zustand.
4. Der Kondensator C wird über R2 entladen und nach der Zeit-konstante * = CR2ln2 wird T2 wieder leitend Ua=0 und T1 gesperrt. -> Ua hat Pulslänge *+
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Multivibrator
Die Astabile Kippschaltung hat 2 quasistabile Zustände. Der Wechsel zwischen den Zuständen vollzieht sich wie beim Zurückkippen des Univibrators. Die involvierten Zeitkonstanten ergeben sich zu: *1 = C1R2 ln2 und *2 = C2R3 ln2
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Leistungsverstärker: Emitterfolger im A-Betrieb • Maximale Ausgangsspannung (Spannungsverstärkung vu)1)
– Aussteuerungsgrenze, wenn kein Strom durch den Transistor fließt Ua min = - UB*RL/(RL+RE) = - Ua0max (für sinusförmige Ansteuerung )
• Maximale Ausgangsleistung – Die an RL abgegebene Leistung beträgt:
• Von der Schaltung aufgenommene Gesamtleistung Pges= PTr+PRE+PRL
• Wirkungsgrad , = PRLmax/Pges= 1/16 = 6,25% !!! – Strom durch den Transistor ist nie 0 und Gesamtleistung ist unabhängig von der Signalhöhe konstant
!
PRL =Ua0
2
2RL
"1
2RL
#UBRL
RE + RL
$
% &
'
( )
2
=UB
2RL
2 RE + RL( )2
Maximum fürdPRLdRL
= 0 * RL = RE (Ua0 =UB /2)* PRL max =UB
2
8RE
Stromverstärkung vI = 0,5+, da RE = RL
!
PTr =1T
UB "Ua (t)( )0
T# Ua t( )
RL
+Ua t( ) +UB
RE
$
% &
'
( ) dt alle in Ua (t) linearen Terme = 0( )
=UB
2
RE
"1T
Ua2(t)
0
T# 1
RL
+1RE
$
% &
'
( ) dt =
UB2
RE
"Ua0
2
21RL
+1RE
$
% &
'
( ) ; PRE =
UB2
RE
+Ua0
2
2RE
; Pges = 2UB2
RE
für RL = RE
+UB
RE
UaUe
RL
-UB
!
Ua t( ) =Ua0 sin " t( )
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• Ziel: Höherer Wirkungsgrad – Keine Stromaufnahme für Ue = 0,
beide Transistoren sperren – Für Ue - 0 ein Transistor leitet der andere ist
gesperrt, Differenz zwischen der Eingangs- und Ausgangsspannung = Basis-Emitterspannung -> Übernahmeverzerrung
• Leistungsaufnahme (Ua(t)=Ua0"sin!t): – PRL=0,5*Ua0
2/RL
– Wegen der Symmetrie der Schaltung PT=PT1=PT2:
– Wirkungsgrad: , = PRL /Pges
– Maximale Verlustleistung im Transistor aus dPT/dUa0=0 => Ua0=(2/π)UB => PTmax) 0,1UB
2/RL !
" =PRL
2PT + PRL=
12PT /PRL +1
=4Ua0
UB
#$Ua0
4%
& '
(
) * +1
%
& '
(
) *
$1
=#Ua0
4UB
< 78%
Komplementäre Emitterfolger in B-Betrieb
!
PTi =1T
UB "Ua t( )( )Ua t( )RL
dt0
T / 2# =
Ua0
RL
UB
$"Ua0
4%
& '
(
) *
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Darlingtonschaltung • Für hohe Leistungen bei hohen Strömen ist
das . eines Transistors nicht ausreichend Emitterfolger -> Darlingtonschaltung
– Stromverstärkung:
– Eingangswiderstand:
– Ausgangswiderstand:
• Rp damit Basis von T2 schneller sperrt
• Komplementäre Darlingtonschaltung (geringerer Potentialversatz zwischen Eingang und Ausgang):
!
Zecompl. =
12" Ze ; Za, S sind etwas größer
!
IC2 = "2 # IB2 = "2 # IE1 = "2 # ("1 +1) # IB1IC = IC2 + IC1 = "2#("1+1)+"1[ ] # IB1" = "1 # "2 + "1 + "2 $ "1 # "2
!
IB2 = "1+1( ) # IB1 , daher ist rB2 << rB1
Ze = rB1 + "1 # rB2 = rB1 + "1 #m#UTIB2
$ rB1 + "1 #m#UT"1#IB1
= 2 # rB1
oder mit RE :
% Z e = rB1 + "1 # rB2+"2# RE rC2( )( ) = 2 # rB1 + "1 # "2 # RE rC 2( )
!
Za =rB 2 + rB1 + Ri( ) /"1
"2=2rB1 + Ri( )"1 # "2
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Komplementäre Darlington AB-Endstufe
• Ziel: Reduzierung der Übernahmeverzerrung • Lösung: Für kleine Amplituden A-Betrieb
– Limitierung des A-Betriebs von T1 (bzw. T2) auf Basis-Emitterspannung von T1‘ (bzw. T2‘)
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Stromspiegel als Konstantstromquelle Warum mit Transistor? Ideale Stromquelle hat Ri ( / • Hoher Widerstand des Kollektors ( > 100 k#) Problem: Temperaturgang der Basis-Emitterspannung
• Temperaturkompensation: Referenzdiode auf dem gleichen Chip:
– T1 und T2 haben gleichen Temperaturgang.
• Spiegelfaktor M:
• Parallelschaltung von T‘s zu T1 oder T2: => Bruchteile bzw. Multiple des Eingangsstromes
!
Ia " IE2 = # $ IB
Iref = IE1 + 2 $ IB = IB $ (# + 2) %U+&0,7V
R1
M =Ia
Iref=
!"IB!+2( )IB
# 1
Za # rC2
!
"ICIC
=
#IC#UBE
"UBE
IC=S"UBE
IC=
ICmUT
"UBE
IC="UBE
mUT
, mit "UBE
K=2mVK
$"ICIC/K = 5%/K
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Grenzfrequenz einer Emitterschaltung
Diffusionskapazität der leitenden Basis-Emitter- und Basis-Kollektor-Diode
• f. = 3dB Grenzfrequenz, bei der das Signal auf die Hälfte absinkt
• fT = . " f. ist die Transitfrequenz oder das Verstärkungs-Bandbreitenprodukt
!
f" =1
2# (C1+C2)rBE
fT ="
2# (C1+C2)rBE
1
C2=
!
Ce = C1 + Vu "C2# Vu "C2
• Emitterschaltung • Die Eingangskapazität C2 wird dynamisch
um |vu| vergrößert (für hohe Frequenzen Gegenkopplung) und begrenzt die Anstiegszeit
– = Millereffekt • Basisschaltung • kein Millereffekt, sogar teilweise Kompensation
(Mitkopplung), aber niedriger Eingangswiderstand: => hohe Bandbreite
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Breitbandverstärker und Millereffekt
!
Ce = C1 "Vu #C3
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Kaskodeschaltung
• Aufgabenstellung: • Nachteil des niedrigen Eingangs-
widerstandes der Basisschaltung umgehen, aber die HF-Eigenschaften erhalten, d.h. Millereffekt vermeiden:
• 2 Transistoren in Reihe Emitter- + Basisschaltung
!
S1 ="IC"UBE
=#$iBm$UT
=ie
m$UT
vu1 = %S1$ Ze2, Ze2 &ie
m$UT=
1S1
& %1, 'C2 wird nicht verstärkt
vu = vu1$ vu2 = %1$ S$ RC, S=S1=S2( )Ze = rB1
Za = RC